广西工学院鹿山学院
毕业设计(论文)
题 目:基于PWM可逆直流调速 仿真研究
系别:电子信息和控制工程系
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二〇一三年五月十一日
摘要
直流调速系统含有调速范围广、精度高、 动态性能好和易于控制等优点,同时它含有良好起、制动性能,能够在较宽调速范围内实现平滑调速,
较快零动态响应过程,而且低速运转时力矩大这些极好运行性能和控制特征,
长久以来,直流调速系统一直占据着关键地位,所以在电气传动中取得了广泛应用。
以 | 电 | 力 | 电 | 子 | 学 | 和 | 电 | 机 | 调 | 速 | 技 | 术 | 为 | 基 | 础 | , |
本文设计了一个基于直流脉宽调制(PWM)控制技术可逆直流电机调速系统。为了得到很好动静态性能,该控制系统采取了双闭环控制,同时速度调整器和电流调整器全部选择PI调整器。在本文中,对直流电机转速、电流双闭环调速系统进行了研究,建立了PWM双闭环可逆直流调速系统数学模型,
具 | 体 | 分 | 析 | 了 | 系 | 统 | 原 | 理 | 及 | 其 | 静 | 态 | 和 | 动 | 态 | 性 | 能 | , |
并对一个基于脉宽调制(PWM)装置双闭环调速系统进行了转速、电流调整器工程设计。 在理论分析和仿真研究基础上,
对 | 双 | 闭 | 环 | 调 | 速 | 系 | 统 | 设 | 计 | 参 | 数 | 进 | 行 | 分 | 析 | 和 | 计 | 算 | , |
利用MATLAB/Simulink对系统进行了多种参数给定下仿真,给出仿真波形并得出结论。
关键词:PWM控制;直流电动机;双闭环系统;PI调整器; MATLAB仿真
Abstract
DCspeed-regulating system has the following advantages,wide speedrange, higher accuracy,better dynamic properties,easy to control,andso on. it has a good starting and brake performance,can be in a widerrange of speed regulation of smooth realized in speed,fast dynamicresponse process,and low speed running torque these excellentperformance and control characteristic,but for a long time,DC speedcontrol system has been occupies an important position. On the basisof Power Electronic and electric motor speed adjusting technology,the calibrator designs a speed adjusting system in which Pulse WidthModulation (PWM) controlling technology is used to control reversibleDC motor. The control system uses a double closed – loop control,speed regulator and current regulator using PI regulator at the sametime, in order to get good static and dynamic performance.In thispaper,the DC motor speed and the current double closed-loop speedcontrol system are studied,a PWM double closed loop reversible DCspeed control system,and the mathematical model of
detailedanalysis of system principle and the static and dynamic performance,and a kind of double closed loop speed control system S regulatorbased on PWM device is designed. In the theory analysis andsimulation research,double closed loop speed regulation system,thedesign parameters of analysis and calculation,the use of MATLAB/Simulink of the system
parametersto the set of the simulation, The simulation waveform and draw aconclusion. Keywords:PWMcontrol;DC motor;double loop control system;PI regulator; MATLABsimulation
目录
第一章 绪 论……………………………………………………………… 1
第一节直流调速系统介绍……………………………………………… 1
一、概念……………………………………………………………… 1 二、直流电动机调速方法………………………………………… 1
第二节直流调速系统发展和研究现实状况……………………………… 5 一、G—M调速系统………………………………………………… 6
二、V—M调速系统………………………………………………… 6
三、PWM调速系统………………………………………………… 7 四、中国外研究现实状况………………………………………………… 8 第三节研究可逆直流调速系统目标及意义………………………… 9
第四节本文研究内容………………………………………………… 9
第二章 可逆直流调速系统原理设计……………………………………… 9
第一节直流调速系统性能指标………………………………………… 10
一、动态性能指标…………………………………………………… 10 二、稳态性能指标…………………………………………………… 11 第二节双闭环直流调速系统理论分析……………………………… 13
一、双闭环直流调速系统工作原理……………………………… 13
二、双闭环直流调速系统组成…………………………………… 13
第三节双闭环直流调速系统静特征………………………………… 15 一、稳态结构图和静特征…………………………………………… 15 二、稳态参数计算…………………………………………………… 16 第四节双闭环直流调速系统数学模型建立和动态性能…………… 17 一、数学模型建立………………………………………………… 17 二、起动过程分析…………………………………………………… 18 三、动态跟随性……………………………………………………… 21 四、动态抗干扰性能分析…………………………………………… 21 五、两个调整器作用……………………………………………… 22 第五节工程设计方法在双闭环可逆直流调速系统应用…………… 22 一、调整器设计方法及PI调整器………………………………… 22 二、经典系统中I型系统和II型系统性能比较………………… 24 三、电流、转速调整器工程设计………………………………… 25第三章 可逆直流调速系统环流问题…………………………………… 34 第一节可逆运行及可逆电路…………………………………………… 34 一、电枢反接可逆线路……………………………………………… 34 二、励磁反接可逆线路……………………………………………… 35 三、电枢反接和励磁反接可逆线路比较………………………… 36 第二节可逆线路环流问题……………………………………………… 36 一、环流定义……………………………………………………… 36 二、环流优缺点…………………………………………………… 36 第三节环流类型及其抑制方法………………………………………… 37 一、环流种类……………………………………………………… 37 二、直流平均环流抑制方法……………………………………… 37 三、瞬时脉动环流抑制方法……………………………………… 38第四章 PWM脉冲宽度调制………………………………………………… 40 第一节PWM基础概念…………………………………………………… 40
第二节PWM变换器……………………………………………………… 40 第三节PWM功率放大器………………………………………………… 41第五章 PWM双闭环可逆直流调速系统调试和仿真……………………… 44 第一节建立数学模型……………………………………………………… 44 第二节稳态参数计算…………………………………………………… 44 第三节动态参数计算…………………………………………………… 44 一、电流环参数计算……………………………………………… 44 二、转速环参数计算……………………………………………… 46 第四节双闭环可逆直流调速系统在MATLAB/Simulink仿真……… 47 一、MATLAB介绍…………………………………………………… 47 二、电流环仿真……………………………………………………… 48 三、转速环仿真……………………………………………………… 48 四、双闭环可逆直流调速系统仿真……………………………… 49结束语………………………………………………………………………… 49致谢…………………………………………………………………………… 50参考文件……………………………………………………………………… 50附录…………………………………………………………………………… 51
第一章 绪 论第一节直流调速系统介绍
一、概念
所谓调速就是经过改变电动机或电源参数使电动机转速根据控制要求发生改变或保持恒定。调速有两层含义:一是变速控制,即让电动机转速根据控制要求改变;二是稳速控制,当控制要求没改变时,系统受到外界干扰作用,电动机转速应保持相对恒定,即调速系统应含有抗干扰性。在实际生产过程中,调速性能好坏直接关系到产品加工精度、质量和生产效率,所以,调速技术广泛应用于各个领域生产过程中。
直 | 流 | 调 | 速 | 系 | 统 | 是 | 以 | 直 | 流 | 电 | 动 | 机 | 为 | 控 | 制 | 对 | 象 | , |
按生产工艺对电动机转速进行控制电力拖动系统。因为直流电动机含有开启、 制动性能好,调速范围宽特点,所以,直流调速系统广泛应用于大型工业中。
二、直流电动机调速方法
她励直流电动机电气符号和稳定运行时等效电路图1.1所表示。
(a)电气符号
(b)等效电路
图1.1 她励直流电动机电气符号和稳态运行时等效电路
直流电动机绕组包含电枢绕组和励磁绕组。 励磁绕组上加直流励磁电压 | U | f | , | ||||
产生电动机工作所需磁通 | , 电枢绕组加电枢电压 | U | d | , 电枢绕组中有电流 | I | d | , |
通电直导线在磁场中受力,带动电动机电枢旋转。通常情况下励磁电压不变,
经过调整电枢电压大小来改变电动机转速。 只要电枢电压 | U | d | 和励磁电压 | U | f |
二者之一极性发生改变,电动机转向也随之而变。
电动机稳定运行时等效电路图1.1(b)所表示,E为电枢绕组产生感应电势,
其大小和电动机转速n成正比;Ra为电枢电阻。由等效电路不难得出
UdIR d aE(1.01)
其中
E | | K n | (1.02) |
整理可得直流电动机转速表示式(即机械特征方程)以下:
n | | U | d | | I R d a | | U | d | | R a | | | | n | n | (1.03) | ||
| | | | K | e | | K | e N | | K | e N | | d | | 0 | | |
式中, | n 0 | | U | d | , 称为理想空载转速; | | R a | I | d | , 为负载电流引发转速降。 | ||||||
K e N | K e N | |||||||||||||||
电动机转速和5个参数相关, 其中 | K | e | 为电动势常数, 由电动机结构决定, 负载电流 | |||||||||||||
I | d | 由电动机所带负载决定, 所以改变她励直流电动机转速有3种方法: 改变电枢电压 | U | d | ||||||||||||
、改变电枢回路电阻R、改变磁通。 |
(一)调压调速
经过改变电枢电压来改变电动机转速方法称为调压调速。其对应机械特征方程为
n | | U | d | | R a | I | d | | n 0 | n | (1.04) | ||
K | e N | K | e N |
电动机电枢电压通常以额定电压为上限值,所以,
电枢电压只能在额定值以下改变。 由机械特征方程可知, 当电枢电压 | U | d |
取不一样值时,对应理想空载转速改变,机械特征硬度(或斜率)不变,机械特征曲线图1.2所表示。
图1.2 她励电动机调压调速特征调压调速特点以下:
①电枢电压降低,电动机转速降低,反之,电枢电压升高,电动机转速升高。②电枢电压最大值为额定电压,转速最高值为额定转速;
③机械特征硬度不变,即机械特征是一组平行斜线;
因 | 为 | 取 | 得 | 机 | 械 | 特 | 征 | 硬 | 度 | 很 | 大 | , | 调 | 速 | 精 | 度 | 较 | 高 | , |
调压调速在直流调速系统中应用广泛。
(二)串电阻调速
串电阻调速是在电动机电枢回路串入电阻来改变电动机转速。其机械特征方程为
n | | U | N | | | R | I | | | n | n | (1.05) | | | |
| | K | e N | | K | e N | | d | | 0 | | | n | 越大, | |
串入电阻越大, 机械特征曲线斜率越大, 即倾斜度越大, 转速降 |
特征硬度变得越软,但理想空载转速不变,机械特征图1.3所表示。
图1.3 她励电动机串电阻调速特征
串电阻调速特点以下:
①电枢回路电阻增大,电动机转速降低,得到转速小于额定转速;
②机械特征曲线含有相同理想空载转速 | n 0 | ; |
③特征硬度伴随串入电阻增大而变软。
因为硬度较软,调速精度较低,串电阻调速在调速系统中应用较少。
(三)弱磁调速
因为直流电动机额定磁通靠近于工作磁通饱和值,经过改变磁通来调速只能在小于额定磁通范围内进行调整,故称为弱磁调速。
弱磁调速对应机械特征方程为
n | | U N K e | R a I K e | d | | n 0 | n | (1.06) |
磁通降低时,机械特征曲线理想空载转速升高,斜率增大,特征曲线硬度变软,机械特征曲线图1.4所表示。
图1.4 她励电动机弱磁调速特征弱磁调速特点以下:
①可取得高于额定值转速,磁通越小,转速越高;
②伴随磁通减小, 理想空载转速 | n 0 | 升高; |
③磁通减小,特征硬度变软。
因为其硬度软,调速精度不高,弱磁调速通常不单独使用,有时可和调压调速结合,用于取得高于额定值转速。
以上3种调速方法中,最常见是调压调速。
第二节直流调速系统发展和研究现实状况
直流调速系统是经过改变电动机电枢电压大小来实现调速,依据取得可调电枢电压方法不一样,将直流调速系统发展分为3个阶段:直流发电机——电动机调速系统(简称G—M调速系统),晶闸管整流装置——
电 | 动 | 机 | 调 | 速 | 系 | 统 | ( | 简 | 称 | V— |
M调速系统)和直流脉宽调速系统(简称PWM调速系统)。一、G—M调速系统
在 | 大 | 功 | 率 | 晶 | 闸 | 管 | 元 | 件 | 出 | 现 | 以 | 前 | , |
直流电动机所需直流电源是经过直流发电机来提供,这么调速系统称为直流发电机——电动机调速系统,简称G—M调速系统,其电气原理图图1.5所表示。
图1.5 G—M调速系统原理图
三 | 相 | 交 | 流 | 电 | 动 | 机 | JD同 | 轴 | 驱 | 动 | 两 | 台 | 直 | 流 | 发 | 电 | 机 | , |
永磁式直流发电机L为直流电动机M和直流发电机G提供励磁电源。双掷开关S用于改变发电机励磁电流方向,可改变发电机输出电压U极性,从而改变电动机M转向。为预防开关S断开时,励磁绕组产生过高感应电压,并联电阻
R | f | 为励磁绕组提供续流回路。可变电阻 | R 1 | 用于改变电流 | I | f | 大小, |
从而改变直流发电机输出电压U大小,实现对直流电动机调速。
G—M调速系统所需设备多,体积庞大,效率低,维护不方便,运行时噪声大。但该系统在20世纪50年代曾广泛应用,现在在还未进行设备改造地方仍沿用这种系统。
二、V—M调速系统
20世纪60年代以后,伴随大功率电力电子元件——晶闸管投入使用,经可控整流取得可调直流电源愈加方便、经济,G—M调速系统逐步被晶闸管整流装置——直流电动机调速系统(简称V—M调速系统)所替换。图1.6所表示为最简单V—M调速系统。V—M调速系统是现在应用最广直流调速系统。
图1.6 V—M系统原理图
三、PWM调速系统
PWM调速系统是脉宽调速系统简称,是直流调速系统发展最新阶段。
交流电源经二极管不可控整流得到稳恒直流电压 | U | s | , |
再利用斩波电路(即PWM装置)将直流电压变成宽度可调高频率脉冲电压,
加在直流电动机电枢绕组上,经过改变脉冲宽度改变电动机电枢电压平均值,从而实现对电动机调速控制。图1.7所表示为简单脉宽调速系统原理图。
图1.7 脉宽调速系统原理图
脉宽调速优点以下:
①利用二极管不可控整流,输出电压波形中含有高次谐波较晶闸管整流大大降低,降低了对电网电压品质因数不利影响;
②从根本上取消了对晶闸管整流器来说不可缺乏换流电路。
直流脉宽调速系统性能比V—M调速系统更为优越,多年来在中小容量高精度控制系统中得到广泛应用。
四、中国外研究现实状况
自 | 19世 | 纪 | 80年 | 代 | 起 | 至 | 19世 | 纪 | 末 | 以 | 前 | , |
工业上传动所用电动机一直以直流电动机为唯一方法。到了19世纪末,出现了三相电源和结构简单,坚固耐用交流笼型电动机以后,交流电动机传动在不调速场所才替换了直流电动机传动装置。然而,伴随生产不停发展,调速对变速传动装置是一项基础要求,现代应用很多变速传动系统,在满足一定调速范围和连续(无级)调速同时,还必需含有连续稳定性和良好瞬态性能。即使直流电动机能够满足这些要求,但因为直流电动机在容量、体积、 重量、 成本、
制 | 造 | 和 | 运 | 行 | 维 | 护 | 方 | 面 | 全 | 部 | 不 | 及 | 交 | 流 | 电 | 动 | 机 | , |
所以长久以来大家一直渴望开发出交流调速电动机替换直流电动机。从60年代起,国外对交流电动机调速已开始重视。伴随电力电子学和电子技术发展,尤其是电力半导体器件发展,使得采取半导体变流技术交流调速系统得以实现。尤其是70年代以来,大规模集成电路和计算机控制技术发展,和现代控制理论应用,为交流电力拖动系统发展发明了有利条件,促进了多种类型交流调速系统:
如 | 串 | 级 | 调 | 速 | 系 | 统 | 、 | 变 | 频 | 调 | 速 | 系 | 统 | 、 |
无换向器电动机调速系统和矢量控制调速系统等飞速发展。现在交流电力拖动系统已含有了较宽调速范围,较高稳速精度,较快动态响应,
较 | 高 | 工 | 作 | 效 | 率 | 和 | 能 | 够 | 四 | 象 | 限 | 运 | 行 | 和 | 制 | 动 | , | |
其静特 | 征已 | 能 | 够和 | 直流 | 电动 | 机 | 拖动 | 系统 | 相媲 | 美 | 。 |
国际上很多国家交流电力拖动系统已进入工业实用化阶段,大有替换直流电力拖动系统势头。
但就现在而言,直流调速系统是自动调速系统关键形式,以后一个阶段在调速要求较高场所,直流调速仍然处于关键地位。比如很多工业部门:轧钢、如轧钢厂、 矿山采掘、 纺织、 造纸、海上钻井平台等需要高性能调速场所得到广泛应用。
直流电动机可逆调速系统数字化已经走向实用化,其关键特点是:
①常规晶闸管直流调速系统中大量硬件可用软件替换,从而简化系统结构,降低了电子元件虚焊、接触不良和漂移等引发部分故障,而且维修方便;
②动态参数调整方便;
③系统能够方便设计监控、故障自诊疗、 故障自动复原程序,以提升系统可靠性;
④可采取数字滤波来提升系统抗干扰性能和可采取数字反馈来提升系统精度; ⑤轻易和上一级计算机交换信息及含有信息存放、数据通信功效;
⑥成本较低。
长 | 久 | 以 | 来 | , |
直流电动机因为调速性能优越而掩盖了结构复杂等缺点广泛应用于工程过程中。直流电动机在额定转速以下运行时,保持励磁电流恒定,可用改变电枢电压方法实现恒定转矩调速;在额定转速以上运行时,保持电枢电压恒定,可用改变励磁方法实现恒功率调速。直流电动机含有良好运行和控制特征,长久以来,直流调速系统一直占据垄断地位,其中,双闭环直流调速系统是现在直流调速系统中主流设备,它含有调速范围宽、平稳性好、 稳速精度高等优点,在理论和实践方面全部是比较成熟系统,在拖动领域中发挥着极其关键作用。
第三节研究可逆直流调速系统目标及意义
现在,转速、电流双闭环直流调速系统是性能很好,应用最广直流调速系统。我们知道采取转速负反馈和PI调整器单闭环直流调速系统能够在确保系统稳定前提下实现转速无静差。不过,假如对系统动态性能要求较高,单闭环系统就难以满足要求。所以需要引入转速、 电流双闭环控制直流调速系统。采取转速、 电流双闭环直流调速系统可取得优良静、动态调速特征,即不管是转速调整器还是电流调整器,全部选择PI调整器控制。其中,转速调整器在双闭环调速系统作用有:使转速跟随给定电压U而改变,稳态无静差、对负载改变起抗扰作用、其输出限幅值决定许可最大电流;而电流调整器在双闭环调速系统作用有:对电网电压波动起立即抗扰作用、起动时确保取得许可最大电流、 在转速调解过程中,使电流跟随其给定电压U改变、当电机过载甚至于堵转时,限制电枢电流最大值,从而起到快速安全保护作用,假如故障消失,系统能够自动恢复正常。
转速、电流双闭环直流调速系统控制规律,性能特点和设计方法是多种交、直流电力拖动自动控制系统关键基础。 第一,应掌握转速、电流双闭环直流调速系统基础组成及其静特征;第二,
在 | 建 | 立 | 该 | 系 | 统 | 动 | 态 | 数 | 学 | 模 | 型 | 基 | 础 | 上 | , |
从起动和抗扰两个方面分析其性能和转速和电流两个调整器作用;第三,
研究通常调整器工程设计方法,和经典控制理论动态校正方法相比,得出该设计方法优点,即计算简便、应用方便、 轻易掌握;第四,应用工程设计方法处理双闭环调速系统中两个PI调整器设计问题等等。
经过对转速、电流双闭环直流调速系统了解,使我们能够愈加好掌握可逆调速系统基础理论及相关内容,在对其多种性能加深了解同时,能够发觉其缺点之处,经过对该系统不足之处完善,可提升该系统性能,使其能够适适用于多种工作场所,提升其使用效率。并以此为基础,再对交流调速系统进行研究,最终掌握多种交、直流调速系统原理,使之能够应用于国民经济各个生产领域。
第四节本文研究内容
本文从直流电动机工作原理入手,以直流调速系统为基础,建立了双闭环可逆直流调速系统数学模型,并具体分析了系统原理及其静态、动态性能。 然后根据自动控制原理,对双闭环系统设计参数进行分析和计算,利用MATLAB/Simulink对系统进行多种参数给定下仿真模型。关键内容以下:
……
第二章 可逆直流调速系统原理设计第一节直流调速系统性能指标
一、动态性能指标
(一)动态跟随指标
系统输入信号改变时,输出信号响应情况常见动态跟随性能指标来描述,图2.1所表示为阶跃输入信号作用下,系统输出量改变情况,依据输出响应曲线定义以下性能指标:
①上升时间 | t | r | : 响应曲线首次上升到稳定值所用时间, 称为上升时间, 用 | t | r | 表示; |
t | p | ②峰值时间 | t | p | : 响应曲线首次越过稳态值后达成最大值所用时间, 称为峰值时间, 用 | |||||||
表示; | ||||||||||||
③过渡时间 | t | s | : 取偏离稳态值 | 5 | %(或 | 20 | %)区域为许可误差带, |
输出量进入许可误差带并不再超出,就可认为系统完成过渡过程达成了稳态,系统完成过渡过程所用时间称为过渡时间,用ts表示;
④超调量%:输出响应曲线第一次越过稳态值后达成峰点时,超出部分幅度和稳态值之比,称为超调量,常见百分数表示,记为%。
3个时间指标反应了系统快速性,超调量反应了系统平稳性。
图2.1 动态跟随性能指标
(二)动态抗扰指标
处于稳定状态运行调速系统受到一个突加干扰信号作用时,常见抗扰性能指标来衡量系统抗干扰能力。干扰引发输出量发生波动,系统经过一段时间调整,会再次达成稳定工作状态。
干扰引发输出量偏移稳态值得最大偏差称为最大降落,用 Cmax表示,
系统再次达成稳态所用时间称为恢复时间,用tf表示,如2.2所表示为动态抗扰指标。
调速系统动态性能指标在“自动控制原理”和“电路基础”等课程中也全部有叙述。
图2.2动态抗扰指标
二、稳态性能指标
(一)调速范围
额定负载下,生产机械要求电动机提供最高转速和最低转速之比称为调速范围,用大写字母D表示。
D | | n max | (2.01) | ||||||
n min | |||||||||
式中, | n max | ——通常指电动机铭牌上所标额定转速 | n N | 。 | |||||
习惯上说某调速系统调速范围是150~1500 | r | / min | , 作为调速系统性能指标, |
其调速范围D=10。不作特殊说明情况下,调速范围通常指性能指标D。(二)静差率
当 | 系 | 统 | 在 | 某 | 一 | 机 | 械 | 特 | 征 | N | 下 | 运 | 行 | 时 | , | ||
电动机负载由理想空载增加到额定负载时所对应转速降 | n | 和理想空载转速 | n 0 | 之比, |
称为静差率,用小写字母s表示。
s | | n | N | 100% | (2.02) |
n 0 |
可见,静差率反应了负载改变时调速系统输出转速稳定程度,静差率越小,负载改变引发转速降越小,表示系统抗干扰能力越强。
一个好调速系统应含有较大调速范围和较小静差率。对以上两个稳态性能指标,说明以下几点:
①静差率和硬度关系。 习惯上, 常见额定转速 | n | N | 大小表示机械特征硬度, |
对某一条机械特征曲线而言,显然特征越硬,静差率越小;但对调压调速过程中得到不一样机械特征曲线,图2.3所表示,各曲线硬度相同,但静差率是不一样。
②静差率是针对某一条机械特征曲线定义,调速系统静差率指是最低转速nmin 10%, 或所在特征曲线静差率。调速系统对静差率表述有两种形式,如静差率s
s10%, 二者表示是一样。图2.3所表示,设工作点A所对应转速为最高转速nmax nmin ,(即额定转速),工作点B所对应转速为系统最低转速
若B点所在机械特征静差率s10%, 则调速范围内其它机械特征静差率肯定小于10%。 ③静差率和调速范围是相互关联。系统调速范围是满足某静差要求下调速范围,静差率是某调速范围下静差率。二者之间关系为:
D | | sn | N | N | (2.03) |
(1n |
该式简单推导过程以下:
s | | n | N | | | | n | N | |
| | | N | , 则 | n 0min | | s | | , |
n 0min |
D | | n | N | | n | N | N | | n | n | N | | | sn | N | N | |
n min | n 0min | n | N | n | (1n | ||||||||||||
| | | | | | S | | N | | |
图2.3系统静差率
(三)调速平滑性
调速平滑性是指调速时能够得到相邻两转速之比,调速平滑性靠近于1调速系统称为无极调速,反之为有级调速。调压调速、弱磁调速为无级调速,串电阻调速为有级调速。
第二节双闭环直流调速系统理论分析
一、双闭环直流调速系统工作原理
双闭环调速系统工作原理:电动机在开启阶段,电动机实际转速(电压)低于给定值,速度调整器输入端存在一个偏差信号,经放大后输出电压保持为限幅值,速度调整器工作在开环状态,速度调整器输出电压作为电流给定值送入电流调整器,此时则以最大电流给定值使电流调整器输出移相信号,直流电压快速上升,电流也随即增大直到等于最大给定值,电动机以最大电流恒流加速开启。
电动机最大电流(堵转电流)能够经过整定速度调整器输出限幅值来改变。在电动机转速上升到给定转速后,速度调整器输入端偏差信号减小到近于零,速度调整器和电流调整器退出饱和状态,闭环调整开始起作用。对负载引发转速波动,速度调整器输入端产生偏差信号将随时经过速度调整器、电流调整器来修正触发器移相电压,使整流桥输出直流电压对应改变,从而校正和赔偿电动机转速偏差。另外电流调整器小时间常数,还能够对因电网波动引发电动机电枢电流改变进行快速调整,能够在电动机转速还未来得及发生改变时,快速使电流恢复到原来值,从而使速度愈加好地稳定于某一转速下运行。
二、双闭环直流调速系统组成
双闭环调速系统框图图2.4所表示。
图2.4双闭环直流调速系统
双闭环直流调速系统设置了两个调整器,可分别对电动机转速和电流进行调整,
测速发电机对转速进行检测,实现转速反馈,电流负反馈是从交流电路检测,
但它反应是电动机电枢电流。因为整流电路交流测电流和电动机电枢电流成正比,
且 | 交 | 流 | 电 | 流 | 检 | 测 | 较 | 为 | 简 | 便 | , |
电流互感器TA将三相交流电流成百分比地转换为3个交流电压信号,再经二级管整流得到直流电压信号,用作电流反馈。
双闭环直流调速系统在组成上有以下特点:
① | 转 | 速 | 调 | 整 | 器 | ASR和 | 电 | 流 | 调 | 整 | 器 | ACR为 | 串 | 联 | 关 | 系 | , |
转速调整器输出作为电流调整器给定信号;
②系统有2个闭环回路,内环是电流环,外环是转速环。转速环对电动机转速实现调整,是关键调整;电流环对电动机电枢电流实现调整,
是辅助调整。 电动机转速大小受转速给定信号 | U | * | 控制, | ||||
n | |||||||
电动机电枢电流大小受电流给定信号 | U | * | 控制; | ||||
i |
③为了使系统取得很好动态和稳态性能,2个调整器均采取PI调整器。
稳态时转速环和电流环全部可实现无静差调整;
④2个调整器输出全部是带限幅。当调整器输出达成限幅值时,调整器处于饱和工作状态。
转速调整器ASR输出限幅(饱和)电压为Uim
*,它是电流环最大给定电压,
决定了电动机主回路最大许可电流Idm;电流调整器ACR输出限幅(饱和)电压均为
Uctm,它决定了整流装置输出电压(即电动机电枢电压)最大值。
电动机开启、堵转或急升速时,转速调整器会达成饱和状态,使电流环给定电压达成最大值,经过电流环调整限制电动机最大电流。通常情况下,电流调整器是不会达成饱和工作状态。
第三节双闭环直流调速系统静特征
一、稳态结构图和静特征
为了分析双闭环系统静特征,首先要依据系统原理图画出系统稳态结构图,图2.5所表示。
图2.5双闭环系统稳态结构图
稳态时电动机转速、电流均达成稳定值,两调整器给定信号、
反 | 馈 | 信 | 号 | 及 | 其 | 输 | 出 | 也 | 均 | 保 | 持 | 不 | 变 | , |
稳态结构图表示是稳态时调速系统各个物理量之间关系。
正常稳定工作状态下,2个PI调整器全部是处于非饱和工作状态,其输入——输出关系符合PI调整器工作特征:要使PI调整器输出保持不变,
调整器输入偏差电压必需为零, 即 | U | n | U | i | | 0 | 。该式说明, |
系统稳定工作时转速环和电流环全部实现无静差调整。
由 | U | n | | 0 | 得 | U | * | | U | | | an | , 即 | n | | U | * n | 。这说明转速反馈系数一定情况下, | |||||||||
n | n | | | ||||||||||||||||||||||||
电动机稳态转速仅受转速给定 | U | * | 控制, 和电动机电枢电流无关。 | ||||||||||||||||||||||||
n | |||||||||||||||||||||||||||
由 | U | i | | 0 | 得 | U | * | | U |
| | I | d | , 即 | I |
| | U | * i | 。电枢电流稳态值和电流环给定相正确, | |||||||
| i | i | d | | |
而电流给定信号稳态值大小取决于实际负载电流值。当转速调整器输出达成饱和时,
电枢电流达成最大值: | I | | | U | * | 。最大电流 | I | | 是系统设计时选定, |
| | dm | | | | | dm | |
取决于电动机最大过载能力和拖动系统最大加速度。
综合转速和电流情况,可得双闭环系统静特征图2.6所表示。
图2.6双闭环调速系统静特征
双闭环系统静特征为两段特征: 水平段①为恒转速调整。 电枢电流小于 | I | dm | , |
转速调整器ASR不饱和,转速调整器起关键调整作用,转速给定不变,则转速不变,系统关键表现为恒转速调整。
竖直段②为恒电流调整。 电枢电流达成 | I | dm | 后, 转速调整器ASR饱和, |
电流给定和电枢电流均达成最大值,电流调整器起关键调整作用,系统关键表现为恒电流调整,起到自动过电流保护作用。
这就是采取PI调整器形成内、外两个闭环控制效果。图2.6中实线为理想静特征,系统实际静特征如虚线所表示。
二、稳态参数计算
双闭环调速系统达成稳定工作状态,当2个调整器均不饱和时,由图2.5不难看出各个变量之间有以下关系:
U | * | | U | n | | an | , | U | * | | U | i | | I | d | | I | dL | * | (2.04) | U | * | ||||||
n | i | |||||||||||||||||||||||||||
U | ct | t | U | d | 0 | | C n e | | I R d | | C U e | * | | I R dL | ||||||||||||||
n | ||||||||||||||||||||||||||||
K | s | K | S | K | S | |||||||||||||||||||||||
上述关系表明, 在稳定工作时, 转速n由给定电压 | U | 决定, 转速调整器输出电压 | ||||||||||||||||||||||||||
n | i |
由负载电流 | I | dL | 决定, 而控制电压 | U | ct | 大小则同时取决于n和 | I | d | , 或说, 同时取决于 | U | * | 和 | I | d | 1 |
n |
。这些关系反应了PI调整器不一样和P调整器特点。百分比调整器输出量总是正比于输入量,而PI调整器稳态输出值和输入量无关,而是由它后面步骤需要决定,后面需要PI调整器提供多大输出,它就能提供多少,直到饱和为止。
设计系统时, 当电动机最高转速 | n max | , 最大转速给定 | U | * | , 转速调整器输出限幅值 | U | * | |||||||||||
nm | im | |||||||||||||||||
和最大许可电流 | I | dm | 值确定以后, 转速反馈系数和电流反馈系数 | 可按下列关系整定: | ||||||||||||||
| U | * | , | | U | * | (2.05) | |||||||||||
n max | | I | dm |
第四节双闭环直流调速系统数学模型建立和动态性能
一、数学模型建立
双闭环直流调速系统数学模型建立包含到可控硅触发器和整流器相关内容,这里仅作简单介绍,具体内容将在第四章内加以说明。全控式整流在稳态下,触发器控制电压Uct和整流输出电压Ua0关系为:
U | a | 0 | | AU | 2 | cos | AU | 2 | cos( | KU | ct | ) | (2.06) | U | ct | : | |
U | :整流器触发角; | ||||||||||||||||
其中: A: 整流器系数; | 2 | : 整流器输入交流电压; |
触发器移项控制电压;K: 触发器移项控制斜率。
整流和触发关系为余弦,工程中近似用线性步骤替换触发和放大步骤,放大系数为:
K | | U | a | 0 | (2.07) |
| | U | ct | |
绘制双闭环直流调速系统动态结构框图如2.7所表示。
图2.7双闭环直流调速系统动态结构图
二、起动过程分析
双闭环直流调速系统突加给定电压Ugn由静止状态起动时,转速调整器输出电压Ugi
、电流调整器输出电压Uk、可控整流器输出电压Ud、电动机电枢电流Ia
和 转速 n动 态 响 应 波形过程图 2.8所 表 示 。
因为在起动过程中转速调整器ASR经历了不饱和、饱和、退饱和三种情况,
整个动态过程就分成图中标明I、II、III三个阶段。
第一阶段是电流上升阶段。当突加给定电压Ugn时,因为电动机机电惯性较大,
电动机还来不及转动(n=0),转速负反馈电压Ufn0, 这时,UnUgnUfn很大,
使ASR输出突增为Ugi0,ACR输出为Uk0,可控整流器输出为Ud0,使电枢电流Ia
快速增加。当增加到 Ia IL(负载电流)时,电动机开始转动,
以后转速调整器ASR输出很快达成限幅值Ugim,从而使电枢电流达成所对应最大值Iam
(在这过程中 Uk、Ud下降是因为电流负反馈所引发),
到这时电流负反馈电压和ACR给定电压基础上是相等,即
UgimUfiIam (2.08)
式中,——电流反馈系数。速度调整器ASR输出限幅值正是按这个要求来整定。
第二阶段是恒流升速阶段。从电流升到最大值 | I | am | 开始, 到转速升到给定值为止, |
这是开启过程关键阶段,在这个阶段中,ASR一直是饱和,转速负反馈不起调整作用,
转速环相当于开环状态,系统表现为恒流调整。因为电流Ia保持恒定值Iam,
即系统加速度dndt为恒值,所以转速n按线性规律上升,由Ud IamRCn知,Ud
也线性增加,这就要求Uk也要线性增加,故在开启过程中电流调整器是不应该饱和,
晶闸管可控整流步骤也不应该饱和。
第三阶段是转速调整阶段。转速调整器在这个阶段中起作用。
开始时转速已经上升到给定值,ASR给定电压Ugn和转速负反馈电压Ufn相平衡,
输入偏差Un等于零。但其输出却因为积分作用还维持在限幅值Ugim,
所以电动机仍在以最大电流Iam下加速,使转速超调。超调后,Ufn0,Un0,
使ASR退出饱和,其输出电压(也就是ACR给定电压)Ugi才从限幅值降下来,Uk和Ud
也随之降了下来,不过,因为Ia仍大于负载电流IL,在开始一段时间内转速仍继续上升。
到Ia IL时,电动机才开始在负载阻力下减速,知道稳定(假如系统动态品质不够好,
可能振荡几次以后才稳定)。在这个阶段中ASR和ACR同时发挥作用,
因为转速调整器在外环,ASR处于主导地位,而ACR作用则力图使 Ia
立即地跟随ASR输出Ugi改变。
稳态时,转速等于给定值 ng,电枢电流 Ia等于负载电流 IL,
ASR和ACR输入偏差电压全部为零,但因为积分作用,它们全部有恒定输出电压。
ASR输出电压为
U | gi | | U | fi | | I | L | (2.09) |
ACR输出电压为
U | | | C n g | | I R L | (2.10) | |
| k | | | K | s | | |
由上述可知,双闭环调速系统,在开启过程大部分时间内,ASR处于饱和限幅状态,
转速环相当于开路,系统表现为恒电流调整,从而可基础上实现理想过程。双闭环调速系统转速响应一定有超调,只有在超调后,转速调整器才能退出饱和,
使 | 在 | 稳 | 定 | 运 | 行 | 时 | ASR发 | 挥 | 调 | 整 | 作 | 用 | , |
从而使在稳态和靠近稳态运行中表现为无静差调速。
故双闭环调速系统含有良好静态和动态品质。
图2.8双闭环直流调速系统起动过程电压、电流、转速波形图
总而言之,双闭环调速系统起动过程有以下三个特点:
①饱和非线形控制:伴随ASR饱和和不饱和,整个系统处于完全不一样两种状态,在不一样情况下表现为不一样结构线形系统,只能采取分段线形化方法来分析,不能简单用线形控制理论来笼统设计这么控制系统;
②转速超调:当转速调整器ASR采取PI调整器时,转速肯定有超调。转速略有超调通常是许可,对于完全不许可超调情况,应采取其它控制方法来抑制超调; ③按时间最优控制:在设备许可条件下实现最短时间控制称作“时间最优控制”,对于电力拖动系统,在电动机许可过载能力限制下恒流起动,就是时间最优控制。但因为在起动过程I、II两个阶段中电流不能突变,实际起动过程和理想开启过程相比还有部分差距,不过这两段时间只占全部起动时间中很小成份,无伤大局,
可 | 称 | 作 | “ | 按 | 时 | 间 | 最 | 优 | 控 | 制 | ” | 。 |
采取饱和非线性控制方法实现按时间最优控制是一个很有实用价值控制策略,在多种多环控制中得到普遍应用。
三、动态跟随性能
双闭环调速系统动态跟随性能分为转速对转速给定信号 | U | * | 跟随性, |
n |
和电枢电流对电流给定信号(ASR输出) | U | * | 跟随性。 |
i |
①转速动态跟随性能。电动机开启和升速过程中,
双闭环调速系统在电动机过载能力许可条件下,使加速转矩最大化,
表现出很好动态跟随性能,但因为主回路电枢电流方向不可逆,系统本身没有制动作用,
电动机降速时只能靠负载阻转力矩作用减速,所以降速动态跟随性能较差。
②电流动态跟随性能。电流改变惯性小, 经过电流环调整, 能使 | I | d | 立即跟随 | U | * | 。 |
i |
使电流环含有很好动态跟随性能是系统设计关键任务之一。
四、动态抗干扰性能
直流调速系统最常见干扰有两种,即负载电流波动和电网电压波动,
对这两种扰动,系统抗干扰机制是不一样。
①抗负载扰动。负载扰动是由转速环实现抗干扰作用。比如,负载电流忽然增加,
肯定引发转速下降,ASR输入端形成偏差,Ui*增大,ACR输入端也形成正偏差,
使ACR输出Uct增大,整流装置输出电压Ud0增大,使转速回升,即有以下调整:
IdnUnUn0Ui *Ui0UctUd0n
当转速回到原来稳态值,系统重新恢复到稳定状态,两调整器输入偏差电压均为零。
②抗电网电压扰动。电网电压扰动是由电流环起立即抗干扰作用。
所谓“立即” 指是这种干扰在引发转速改变之前就由电流环加以调整,
完成抗干扰任务。下面以电网电压升高为例加以分析,电流环结构图图2.9所表示。
图2.9电流环
交流电网电压升高,将使整流输出电压Ud0增大,电流Id增大,电流反馈Ui增大,
电流调整器ACR输入偏差由零变负,其输出Uct减小,使整流输出电压Ud0减小,电流Id
逐步回到原来稳态值。因为电流改变惯性小,电流调整速度快,
电动机转速还没来得及改变,对电网电压干扰调整过程就完成了。
五、两个调整器作用
转速调整器作用:
①使转速n跟随给定电压 | U | * | 改变, 稳态无静差; |
n |
②对负载电流改变起抗干扰作用;
③其输出限幅值决定了最大电枢电流 | I | dm | 。 |
电流调整器作用:
①使电枢电流 | I | d | 跟随跟定电压 | U | * | 改变, 稳态无静差; |
i |
②对电网电压波动起立即抗干扰作用;
③在开启过程中,确保取得许可最大电流;在过载甚至堵转时,
起自动过电流保护作用。
第五节工程设计方法在双闭环可逆直流调速系统应用
一、调整器设计方法及PI调整器
为 | 了 | 确 | 保 | 转 | 速 | 发 | 生 | 器 | 高 | 精 | 度 | 和 | 高 | 可 | 靠 | 性 | , |
系统采取转速改变率反馈和电流反馈双闭环电路关键考虑以下问题:①确保转速在设定后立即达成稳速状态;
②确保最优稳定时间;
③减小转速超调量。
为了处理上述问题,就必需对转速、电流两个调整器进行优化设计,以满足系统需要。建立调整器工程设计方法所遵照标准是:
①概念清楚、易懂;
②计算公式简明、好记;
③不仅给出参数计算公式,而且指明参数调整方向;
④能考虑饱和非线性控制情况,一样给出简明计算公式;
⑤适适用于多种能够简化成经典系统反馈控制系统。
直流调速系统调整器参数工程设计包含确定经典系统、选择调整器类型、计算调整器参数、计算调整器电路参数、校验等内容。在选择调整器结构时,只采取少许经典系统,它参数和系统性能指标关系全部已事先找到,具体选择参数时只须按现成公式和表格中数据计算一下就能够了,这么就使设计方法规范化,大大降低了设计工作量。
PI调整器结构图2.10所表示。
图2.10 PI调整器结构组成图
由图可得: | U | | | R 1 | U | | | R | 1 | | U | | dt | | K | | U | | | 1 | | U | | dt | (2.11) | ||||||
| gx | | R | 0 | in | 0 | C 1 | | | in | | | | pi | | in | | | | | in | | | ||||||||
: PI调整器积分时间常数; | |||||||||||||||||||||||||||||||
K | pi | : PI调整器百分比部分放大系数; | |||||||||||||||||||||||||||||
PI调整器传输函数为: | w | | K | | | 1 | 。 | ||||||||||||||||||||||||
pi | |
二、经典系统中I型系统和II型系统性能比较
很多控制系统开环传输函数表示为:
| | | W | | | K | m j1 | j | s | | 1 | (2.12) | |
依据 | W | | | | | s | r | n i1 | T j | s | | 1 | |
中积分步骤个数不一样, 将该控制系统称为0型、 I型、 II型……系统。 |
自动控制理论证实,0型系统在稳态时是有差,而III型及III型以上系统极难稳定。所以,通常为了确保稳定性和一定稳态精度,多用I型、II型系统,经典I型、II型系统其开环传输函数为:
W | | | | K | | (2.13) | |
| | | s | ( T s | | 1 ) | |
W | | | K | | | 1 | (2.14) | |
| | | s | 2 | ( T s | | 1 ) | |
经典I型系统在动态跟随性能上可做到超调小,但抗扰性能差;而经典II型系统超调量相对要大部分,抗扰性能却比很好。
接下来可用一个实例来说明这个问题。设被控对象传输函数以下公式:
W | | | |
| | 1 | | | (2.15) |
bj | | | s | ( | 2 | s | | 1 ) | |
若欲将系统校正成I型系统,则调整器仅仅是一个百分比步骤,若欲将系统校正成II型系统,则调整器必需含有一个积分步骤,并带有一个百分比微分步骤,方便消除被控对象一个惯性步骤,故调整器采取如式(2.16)PI调整器。仿真结果图2.11所表示。从图中能够清楚地看到I型系统、II型系统差异。这种差异能够作为调整器选择标准。
W | | | K | | | 1 | (2.16) |
| | | | | | |
图2.11 I型系统、II型系统性能比较
三、电流、 转速调整器工程设计
(一)电流环设计
电流环中电流调整器控制对象包含电枢回路形成大惯性步骤及晶闸管变流装置、
触发装置、电流检测和反馈滤波等步骤形成部分小习惯步骤。
若要使电流环超调小、跟随性能好,可将电流环校正成经典I型系统;
若要其含有很好抗扰性能,则应校正成经典II型系统。
①、电流环动态结构图变换和化简
图2.12双闭环调速系统动态结构图
图2.12虚线框中是电流环结构图。实际系统中,电磁时间常数T1
远小于机电时间常数Tm,电流调整过程往往比转速改变过程快得多,
所以也比反电势E快得多。E对电流环来说,是一个改变缓慢扰动,能够认为E基础不变,
即 | E | | 0 | 。忽略E改变对电流环动态性能影响, 使电流环结构简化, 图2.13(a)。 |
再将给定滤波器和反馈滤波器两个步骤等效地置于环内,
使电流环结构变为单位反馈系统,图2.13(b)。最终考虑反馈滤波时间常数T0i
和晶闸管变流装置平均延迟时间常数Ts全部比T1小得多,能够看成小惯性步骤处理,
并取
T | i | | T 0 | i | | T s | (2.17) |
电流环结构图最终简化为图2.13(c),由该图可知,
电流环控制对象传输函数中含有两个惯性步骤。
(a)
(b)
(c)
图2.13电流环动态结构图及其化简
经典I型系统在动态跟随性能上能够做到超调小,但抗忧性能差;而经典II型系统超调量相对要大部分而抗扰性能却比很好。图2.11很好地说明了这一点。在转速、电流双闭环调速系统中,电流环一个关键作用是保持电枢电流在动态过程中不超出许可值,即能否抑制超调是设计电流环首先要考虑问题,所以通常电流环多设计为I型系统,电流调整设计应以此为限定条件。
②、按经典I型系统设计电流环及其参数计算从图2.13(b)可得电流环开环传输函数为
W | | | W | ACR | | K | s | 1 | 1 | R | 1 | T 0 i | | 1 | (2.18) | |||
T s | s | | T 1 | s | | s | |
依据近似方法,有
W | | | W | ACR | T s | s | K s 1Ti R | s | | 1 | (2.19) |
若将电流环校正成经典I型系统,调整器类型选择PI调整器,其传输函数为
并取调整器参数i | | W | ACR | | | K | i | i s1 (2.20)i s , 则经过调整器串联校正后, 电流环开环传输函数为 | ||||||||||||||||||||
T 1 | | T | ||||||||||||||||||||||||||
T 1 | ||||||||||||||||||||||||||||
i | ||||||||||||||||||||||||||||
W | | | s | K | I | | (2.21) | |||||||||||||||||||||
T s | ||||||||||||||||||||||||||||
| 1 | |||||||||||||||||||||||||||
式中 | K | | | K | p | K | s | | , | T | | T |
| 。 | ||||||||||||||
| I | | | T 1 | R | | | i | ||||||||||||||||||||
当电流环设计成经典I型系统时, 通常按工程最好参数进行参数选择, 取 | K I | T | | 0 . 5 |
,则电流环开环放大系数为
K | | | K | i | K | s | | | 0 . 5 | 1 | | 0 . 5 | 1 | | (2.22) | |
| I | | i | R | | | | T | | | T | i | |
由此可得电流调整器参数为
K | | 0 . 5 | R | T 1 | | , | T | (2.23) | ||
| i | | K | s | | T | i | i | 1 | |
③、电流调整器电路实现
图2.14电流调整器电路图
| | 图2.14为含给定滤波和反馈滤波PI调整器原理图。图中 | U | * | 为电流调整器给定电压, | ||||
i | |||||||||
d | 为电流负反馈电压, 调整器输出为触发装置控制电压 | U | ct | 。 |
由图2.15含滤波步骤PI调整器输入等效电路(A点为虚地)可写出
| |
| | |
| | |
| | I |
| | | | U i * | ( | s | ) | | (2.24) |
式中, | T 0 | i | | R | 0 | C | 0 | i | 4 | | 1 | | | R 0 | T 0 | i | s | | 1 | |
为电流滤波器时间常数。 |
图2.15含滤波步骤输入等效电路
图2.14中A点虚地电流平衡方程为
R | 0 | U i * T 0 | ( | s | ) | 1 | | R | d 0T 0 i | | 1 | | | U | ct | | , | U | * | ( | s | ) | | | d | | | K | | U | ct | | 1 | (2.25) | |||||||||||||||||||
i | |||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||
i | s | | s | | R i | | 1 | C | i | s | T 0 | i | s | | 1 | T 0 | i | s | | 1 | i | | i | s | | ||||||||||||||||||||||||||||
i | s | ||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||
K | i | | R i | R | 0 | ,i | |||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||
其中, | |||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||
| R i | C | i | , | T 0 | i | R | 0 | C | 0 | i | 4 | 。由此可得调整器电路参数计算式为 | ||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||
K | i | R | 0 | , | C | i | | i | R i | , | C | 0 | i | 4 T 0 | i | R 0 | (2.26) | ||||||||||||||||||||||||||||||||||||
R i |
④、校验
因为上述讨论是在一系列假定条件下得出,具体计算时,必需校验以下条件:
ci | | 1 | 3 T s | , | ci | 3 | 1 | Tm | T 1 | | , | ci | | 1 | 1 | T s | T 0 | i | | (2.27) |
3 |
(二)转速环设计
①、转速环动态结构图变换和化简
电流环等效闭环传输函数。前已指出,在设计转速调整器时,应把已设计好电流环看作是转速环中一个等效步骤,所以,须求出电流环闭环等效传输函数。
以按经典I型系统设计电流环等效传输函数为例来介绍转速环设计,按经典I型系统设计电流环闭环传输函数为
转速环截止频率 | W ic 1 | | | 1 | s | KTi | I | | 1 | | T | | | | 1 | 1 | (2.28) | ||||||||||||||||||||||||||
| s | | | | |||||||||||||||||||||||||||||||||||||||
| | s | KTi | I | | 1 | i | | 2 | | |||||||||||||||||||||||||||||||||
s | | 1 | |||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||
| s | | s | | |||||||||||||||||||||||||||||||||||||||
| K | I | | | | K | I | ||||||||||||||||||||||||||||||||||||
cn | 通常较低, 所以 | Wic1 | | 可降价近似为 | (2.29) | ||||||||||||||||||||||||||||||||||||||
W | | | 1 | 1 | | 1 | |||||||||||||||||||||||||||||||||||||
| | | | | | ic 1 | s | ||||||||||||||||||||||||||||||||||||
因为 | K | | | 0 . 5 | |
| K | I | | 1 | | 。 | |||||||||||||||||||||||||||||||
| , 故有 | W ic 1 | | | 1 | | 1 | , 近似条件为 | cn | ||||||||||||||||||||||||||||||||||
| | I | | | T | i | 2 T | i | s | 5 T | i | |
这种近似处理概念图2.16中对幅频特征来表示。对照式(2.28),
电流环原来是一个二阶振荡步骤, 其阻尼比 | | | 0 . 707 | , 无阻尼自然振荡周期为 | 2 Ti | , |
对数幅频特征渐近线图2.16中特殊A。近似为一阶惯性步骤后得到特征B。
当转速环截止频率 | cn | 较低时, 原系统和近似系统只有高频段部分差异。 |
图2.16电流环原系统和近似系统对数幅频特征
因为电流环结构图变换后输入信号为Ui*()
,则电流环等效闭环传输函数为
U
Id
i
*
(s)
2T
1
i
s1
(2.30)
转速环动态结构图变换和化简。电流环用其等效传输函数替换后,
整个转速调整系统动态结构图图2.17(a)所表示。同理,将其等效为单位负反馈形式,
即把给定滤波器和反馈滤波器等效地移到环内,且近似处理为小惯性步骤
T | n | | T 0 | n | | 2 T | i | (2.31) |
则转速环结构图能够化简成图2.17(b)所表示。
(a)
(b)
(c)
图2.17转速环动态结构图及其化简
能够看出,转速环被控对象是由一个积分步骤和一个小惯性步骤组成。
依据调速系统稳态时无静差和动态时有良好抗扰性能两项要求,
在负载扰动点之前必需含有一个积分步骤,所以转速环应该按经典II型系统设计,
使 | 系 | 统 | 含 | 有 | 良 | 好 | 抗 | 扰 | 性 | 能 | 。 |
而实际系统转速调整器饱和特征会抑制经典II型系统阶跃响应超调量最大问题。
②、按经典II型系统设计转速环及其参数计算
选择PI转速调整器可把转速环校正成经典II型系统,其传输函数为
| | | W | | | | K | | n | s | | 1 | | (2.32) | ||
式中, | K | n | | ASR | | | | n | n | s | | n | | |||
为转速调整器百分比系数, | 为转速调整器积分时间常数。 |
调速系统开环传输函数为
| | | | W | | | | K |
| | | K |
| 1 | (2.33) | ||||||||||||||
其中, | K | | | | | n | C |
| 1 | | s | 2 |
| 1 | | ||||||||||||||
K | nR | 为转速环开环增益, 不考虑负载扰动时, | |||||||||||||||||||||||||||
| | N | | n | C | e | T m |
校正后转速环结构图图2.17(c)所表示。
若采取 | M | min | 准则设计转速环, 按经典II型系统参数选择方法, 转速调整器参数为 | | | |||||||||||||||||||
n | | hT | | , | K | | | h | | 1C | e | T m | (2.34) | |||||||||||
| | n | | | n | | 2 | hRT | n | n | , | |||||||||||||
应该说明, 转速环开环放大倍数 | K | N | 和转速调整器参数 | K | n | 和 |
因调速系统动态指标要求和采取哪种选择参数方法不一样而不一样,如无特殊表示,
通常选择 | h | | 5 | 为好。 |
③、转速调整器电路实现
含给定滤波和反馈滤波PI转速调整器电路图图2.18所表示。
转速调整器参数关系式和电流调整器相同,见式(2.34)。转速调整器电路参数和电阻、
电容值关系为
R | n | K | n | R | 0 | , | C | n | | n | R | n | , | C | 0 | n | 4 T 0 | n | R 0 | (2.35) |
图2.18转速调整器电路图
④、校验
上述结果应校验以下条件:
cn | | 1 | 5 Ti | s | , | cn | | 1 | 1 | T s | T 0 | n | | (2.36) |
3 |
(三)转速调整器退保和和时转速调整器超调量计算
前面转速环设计是按线性系统进行,实际在开启过程中,转速调整器为PI调整器,
在阶跃给定作用下输出很快就达成饱和限幅值 | U | * | , 而且维持不变, | ||||||||||||
im | |||||||||||||||
直 | 到 | 转 | 速 | 调 | 整 | 器 | 输 | 入 | 改 | ||||||
变 | 极 | 性 | , |
即转速超出对应给定值后(转速反馈信号大于转速给定值)转速调整器才退出饱和。
转速调整器输出为限幅值Uim *这段时间就是图2.19中恒流升速阶段,在这段时间里,
转速调整器输入即使是改变,但输出不变,电流环在Uim *给定下进行横流调整,
使开启电流维持在IdIdmUim *
。这表明转速环此时如同开环,不起作用。
所以前面讲到转速调整器按经典II型系统设计时超调大动态跟随性能差,
在这里也就不可能表现出来了。在许可最大电流下,电动机恒加速起动,其加速度为
| | dn | | | I | | | I | | | | R | | | | (2.37) | ||
恒流阶段一直延续到 | t | dt | | | | dm | | | dL | | C | e | T m | n | n | * | | |
2 | (见图2.19)时刻, 此时 | , 假如忽略电流上升阶段时间, |
由式(2.37)可得
t | 2 | | R | C e T m n * I dmI dL | | (2.38) |
图2.19转速调整器饱和情况下双闭环调速系统开启时转速和电流过渡过程
当电动机转速升到给定值以后,反馈值超出给定值时,转速偏差出现负值,
转速调整器才退出饱和,进入线性状态。转速调整器刚退出饱和时,电动机电流Id
仍大于负载电流IdL,所以电动机仍继续加速,直到Id IdL,转速才降下来,
所以转速肯定有超调。这超调决定不是线性系统在阶跃输入下超调,
而是经过饱和非线性区后退饱和过程中超调,我们称之为“退饱和超调”。
下面再深入分析退饱和超调量计算方法。转速调整器退饱和后,
调 | 速 | 系 | 统 | 开 | 始 | 进 | 入 | 线 | 性 | 工 | 作 | 状 | 态 | , | 从 | 图 | 2.19上 | 看 | , |
将退饱和过程和负载扰动过程作一对比,就能够发觉它们有相同规律,
从而可得出依据负载扰动指标计算退饱和超调量简便方法。
因为我们讨论是退饱和以后过程,所以可将图2.19坐标从0点移到0'点,
也就是假定调速系统原来是在Idm负载下运行于转速n*,在0'点忽然将负载由Idm降到
IdL,转速会在负载忽然减情况下,产生一个动态速升和恢复过程,
忽然负载速升过程和退饱和超调过程是完全相同。转速调整器退饱和后,
系统便进入线性工作状态。其初始条件为 | n | | | 0 , | I | d | | | I | dm | 。 |
系统突减负载动态速升过程和突加负载动态速降过程是完全相同,
一样负载改变引发转速过程改变 | n | 大小是相同, 只是符号相反。按定义, | ||||||||||||||||||||||||
超调量基准值是稳态转速 | n | | , 而动态速降基准值是 | CKb | | 2 | NK | 2 | T | 。 | ||||||||||||||||
退饱和超调过程扰动量 | N | | I | dm | | I | | 。在这里 | K | | | C | R |
| T | | T |
| 。 | |||||||
| | dL | | | 2 | | e | T m |
| n |
其动态速升基准值为
| C | | | 2 | I | dm | | I | dL | T | n | R | |||
(2.39) | |||||||||||||||
若令 | | Kb | | | I | C | e | T m | | ||||||
——许可过载倍数, | dm I | N | ; | I | N | ——电动机额定电流; Z——负载系数, |
Z | I | dL | | 。 | C | | | 2 | Z | n | | T | n | , | 式 | 中 | n | | —— | ||||||||
| | I | N | | | Kb | | | | N | T m | | | N | |||||||||||||
调速系统开环机械特征额定稳态速降, | n | N | | I | N | R | C | e | 。再经过超调量基准值 | n | | | n | * |
和动态速降基准值换算后,可求出退饱和超调计算式为
% | | C max | % | | C | Kb | | C max | % | | 2 | Z | n | N | T | n | (2.40) | ||||||
| |
| | | n | * | |
| | | | n | * T m | | | | |
第三章 可逆直流调速系统
第一节可逆运行及可逆电路
一、电枢反接可逆线路
依据电动机正、反转切换方法不一样,电枢反接可逆线路通常有3种形式,不一样生产机械可依据实际要求去选择。
①用接触器切换可逆线路,图3.01所表示。当接触器KMF触点闭合时,
电动机电枢得到电压极性A(+)、B(-),电动机正转;当接触器KMR触点闭合时,
电枢等到电压极性是A(-)、B(+),电动机反转。这种可逆运行方案简单、经济,不过,接触器切换时噪音大,接触器触点由断开到闭合需要一定行程时间,通常为0.2~0.5s,通常应用于不需要频繁切换、对切换快速性要求不高生产机械。
图3.01接触器切换可逆线路
②用晶闸管开关切换可逆线路,图3.02所表示。利用晶闸管开关替换接触器触点,组成晶闸管开关可逆线路,可消除机械触点闭合噪声问题,
开关使用寿命也比接触器长。当 | VD 1 | 、 | VD | 4 | 导通时, 电动机正转; 当 | VD | 2 | 、 | VD 3 | 导通时, |
电动机反转。这种方案比较简单,工作可靠性较高,调试维护也方便,适适用于中小容量可逆系统。
图3.02晶闸管开关切换可逆线路
③两组晶闸管反并联可逆线路,图3.03所表示。当正组晶闸管装置VF供电时,电动机正转;当反组晶闸管装置 VR供电时电动机反转。这种可逆运行方案能控制电动机正、反转,而且能灵活地控制电动机开启、制动和调速,所以在可逆调速系统中得到广泛应用。但该线路不许可两组晶闸管装置同时处于整流工作状态,不然将造成电源短路,所以对控制电路提出了严格要求。
图3.03两组晶闸管反并联可逆线路
二、励磁反接可逆线路
同电枢反接一样,经过励磁反接实现直流电动机可逆运行线路也有3种切换方法,即:
①接触器切换励磁反接可逆线路;
②晶闸管开关切换励磁反接可逆线路;
③两组晶闸管装置反并联可逆线路。
图3.04所表示为两组晶闸管装置反并联可逆线路。
图3.04两组晶闸管装置反并联励磁反接可逆线路
三、电枢反接和励磁反接可逆线路比较
电枢反接:因为电枢回路中电感值小,所以电流反向速度快,但两组反并联晶闸管容量大,早期投资较大。
励磁反接:因为励磁回路中电感值较大,所以电流反向速度慢(几秒至十几秒),而且在反向过程中,当磁通减弱时,必需切断电枢电压,确保电枢电流为零,不然电动机会发生“飞车” (即超速)现象,控制复杂。但因两组反并联晶闸管容量小,早期投资小。
所以励磁换向方案只适适用于对快速性要求不高,正、反转不太频繁大容量可逆系统,比如卷杨机,电力机车等。综合以上分析,可逆直流调速系统中应用较多是电枢反接可逆线路,且通常采取两组晶闸管装置反并联可逆线路。
第二节可逆线路环流问题
一、环流定义
所 | 谓 | 环 | 流 | , | 是 | 指 | 不 | 流 | 过 | 电 | 动 | 机 | 或 | 其 | 它 | 负 | 载 | , |
而直接在两组晶闸管之间流通短路电流,图3.05所表示。
图3.05反并联可逆线路中环流
二、环流优缺点
缺点是环流存在会加重晶闸管和变压器负担、消耗无用功率,环流太大时甚至会造成晶闸管损坏,所以,必需加以抑制。
优点以下:
①避免电流断续,能够利用环流作为流过晶闸管基础负载电流,即使在电动机空载或轻载时也可使晶闸管装置工作在电流连续区,避免了电流断续引发非线性现象对系统静、动态性能影响;
②在可逆系统中存在少许环流,能够确保电流无间断反向,加紧反向时过渡过程。
在实际系统中,应充足利用环流有利方面避免不利方面,以改善系统动态和稳态性能。环流利关键表现在使电流连续,工业实际生产中,直流电动机容量通常较大,系统本身能满足电流连续需求,环流优点不能表现,所以,对环流常常加以抑制。不一样环流类型,产生机制不一样,抑制方法也不一样。
第三节环流类型及其抑制方法
一、环流种类
环流可分为以下两大类:
①静态环流。当晶闸管整流装置在某一控制角下稳定工作时,系统中所出现环流叫做静态环流。静态环流又可分直流平均环流和瞬时脉动环流。
因为两组晶闸管装置之间存在正向直流电压差而产生环流,称为直流平均环流;
因为两组晶闸管装置输出电压瞬时值不相等而产生环流,称为瞬时脉动环流。
② | 动 | 态 | 环 | 流 | 。 | 稳 | 态 | 运 | 行 | 时 | 并 | 不 | 存 | 在 | , |
只有当系统由一个工作状态过渡到另一个工作状态时才出现环流,叫做动态环流。
这里仅分析静态环流及其抑制方法。
二、直流平均环流抑制方法
由图3.05所表示反并联可逆线路能够看出,假如让VF和VR全部处于整流状态,
其输出电压Udf和Udr极性正负相连,将造成电源短路,这是最为严重环流。
为了预防产生直流平均环流,两组晶闸管装置之间不能存在正向直流电压差,当Udf
为正时,使 Udr为负,且大小相等,即 Udf Udr,而 Udf Ud0max cosf,
Udr Ud0max cosr。式中f、r分别为正组VF和反组VR晶闸管控制角。
所以cosfcosr,或f 180r r,即正组整流角等于反组逆变角。
像这么,为了消除直流平均环流,电枢反接可逆线路两组晶闸管,
当一组处于整流输出正电压时,另一组就处于逆变输出负电压,
且整流控制角等于逆变控制角,两个电压大小相等,
使两组晶闸管装置之间不存在正向直流电压差, 这种控制称为 | | 工作制配合控制, | |
简称 | 配合控制。 |
实际上,两组晶闸管装置只有一组对电动机供电,即有电流输出,另一组只输出电压,
没有电流输出。输出电压为正,且和电动机有能量交换晶闸管工作状态称为整流,
仅输出正电压,和电动机没有能量交换晶闸管状态称为待整流;一样,
输出负电压且和电动机有能量交换晶闸管处于逆变工作状态,仅输出负电压,
和电动机没有能量交换晶闸管状态称为待逆变。
若让 | VF | 输出电压小于 | VR | 输出电压, 即 | cosf | | cos | r | , | f | | r | , |
两组晶闸管装置之间不仅没有正电压差,反而形成负电压差,
就更不会产生图3.05所表示环流了。所以, 消除直流平均环流条件是f | | r | 。 |
| 在任何情况下, 全部能确保 | U | df | 和 | U | dr | 之间上述配合关系控制方法叫做配合控制。 | |||||||||||||||
配 | 合 | 控 | 制 | 最 | 为 | |||||||||||||||||
经 | 典 | , | 实 | 现 | 方 | 法 | 最 | 为 | 简 | 单 | , |
只需要使两组晶闸管装置移相控制电压时刻满足大小相等、符号相反即可,图3.06所表示。
图3.06可逆线路配合控制
三、瞬时脉动环流抑制方法
在 | | 配合控制条件下, | U | df | | U | dr | , 所以没有直流平均环流, | ||||||
但这只是对输出电压平均值而言, 整流电压 | U | df | 和逆变电压 | U | dr | 瞬时值是不等, |
二者之间仍存在瞬时电压差,从而产生瞬时脉动环流。
图3.07(a)所表示,设某时刻A相电位高于B相电位,
则反并联可逆线路存在两条瞬时脉动环流回路, 形成环流 | I | c 1 | 和 | I | c | 2 | 。 |
瞬时脉动环流波形图3.07(b)所表示。
脉动环流是自然存在,不能根除,只能经过在主回路中串环流电抗器来加以抑制,使其幅值减小,环流电抗器接入方法
图3.07(a)所表示。
(a)瞬时脉动环流回路
(b)瞬时脉动环流波形
图3.07反并联可逆线路瞬时脉动环流
为何要加4个环流电抗器呢?环流回路有2条,每条环流回路上有2个环流电抗器,
但只有一个起抑制环流作用,另一个因有电动机电枢电流流过而磁饱和。比如,
对环流Lc1和Lc22个环流电抗器,若电枢电流由VF提供,则Lc1饱和,靠Lc2抑制脉动环流;
若电枢电流由 VR提供,, 则Lc2饱和,靠 Lc1抑制脉动环流。所以,
主回路要设4个环流电抗器,电动机回路还要设一个平波电抗器,
以改善电枢电流平滑性。
第四章 PWM脉冲宽度调制第一节PWM基础概念
自 | 从 | 全 | 控 | 型 | 整 | 流 | 电 | 力 | 电 | 子 | 器 | 件 | 问 | 世 | 以 | 后 | , |
就出现了采取脉冲宽度调制高频开关控制方法,形成了脉宽调制变换器—直流电动机调速系统,简称直流脉宽调速系统,或直流PWM调速系统。
PWM系统在很多方面有较大优越性:
①主电路线路简单,需用功率器件少;
②开关频率高,电流轻易连续,谐波少,电机损耗及发烧全部较小;
③低速性能好,稳速精度高,调速范围宽,可达1:10000左右;
④若和快速响应电动机配合,则系统频带宽,动态响应快,动态抗干扰能力强; ⑤功率开关器件工作在开关状态,导通损耗小,当开关频率合适时,开关损耗也不大,所以装置效率较高;直流电源采取不控整流时,电网效率因数比相控整流器高。
因为上述优点,在中、小容量高动态性能系统中,PWM直流调速系统应用日益广泛。
第二节PWM变换器
在干线铁道电力机车、工矿电力机车、城市电车和地铁电机车等电力牵引设备上,常采取直流串励或复励电动机,由恒压直流电网供电。过去用切换电枢回路电阻来控制电机起动、制动和调速,在电阻中耗电很大。为了节能,并实施无触电控制,现在多改用电力电子开关器件,如快速晶闸管,GTO、
IGBT等 | 。 | 采 | 取 | 简 | 单 | 单 | 管 | 控 | 制 | 时 | , | 称 | 作 | 直 | 流 | 斩 | 波 | 器 | , |
以后逐步发展成采取多种脉冲宽度调制开关电路,统称为脉宽调制变换器。
直流斩波器-电动机系统原理图4.01(a)所表示,其中VT用开关符号表示任何一个电力电子器件,VD表示续流二极管。当VT导通时,
直流电源电压Us加到电动机上;当VT关断时,直流电源和电机脱开,电动机电枢经VD
续流,两端电压靠近于零。如此反复,得到电枢端电压波形u f,图4.01(b)所表示,
好象是电源电压 | U | s | 在 | t0 | n | 时间内被接上, 又在( | T | | t | 0 | n | )内被斩断, 故称为“斩波”。 |
这么,电动机得到平均电压为:
U | d | | | t | on | T | | * | U | s | | * | U | s | (4.01) | | t | on | T | | t | on | * | f | , |
式中 T——功率开关器件开关周期; t | on | ——开通时间; | ——占空比; |
其中f为开关频率。
(a)原理图 (b)电压波形图
图4.01脉宽调制变换器——电动机系统原理图和电压波形图
图4.02(a)所表示, 给出了一个可逆脉宽调速系统基础原理图, 由 | VT 1 | —— | VT 4 |
共4个电力电子开关器件组成桥式(或称H形)可逆脉冲宽度调制(PULSEWIDTH
MODULATION,简称PWM)变换器。VT1和VT4同时导通和关断,VT2和VT3同时通断,
使电动机M电枢两端承受电压Us或Us。改变两组开关器件导通时间,
也就改变了电压脉冲宽度,得到电动机两端电压波形图4.02(b)所表示。
(a)原理图 (b)电压波形图
图4.02桥式可逆脉宽调速系统基础原理图和电压波形图
假如用 | t | on | 表示 | VT 1 | 和 | VT 4 | 导通时间, 开关周期T和占空比 | 定义和上面相同, |
则电动机电枢端电压平均值为:
U | d | | | t | on | T | | * | U | s | | T | | t | 0 | n | | | * | U | s | | | 2 | * | t | 0 | n | T | | 1 | * | U | s | | 2 | 1 | * | U | s | (4.02) | 法 | , | ||
脉 | 宽 | 调 | 制 | 变 | 换 | 器 | 作 | 用 | 是 | : | 用 | 脉 | 冲 | 宽 | 度 | 调 | 制 | 方 |
把恒定直流电源电压调制成频率一定、宽度可变脉冲电压序列,从而能够改变平均输出电压大小,以调整电机转速。
第三节PWM功率放大器
PWM功率放大器依据被控制电动机转向分为可逆和不可逆两类,可逆功率放大器根据控制方法不一样又分为双极式、单极式、 受限单极式等多个电路。 本文所选择是可逆功率放大器,不过可逆PWM变换器主电路也有多个形式,最常见是桥式(亦称H形)电路,图4.03所表示。
图4.03双极式H型PWM变换器电路
双极式控制可逆PWM变换器4个驱动电压波形图4.04所表示。
图4.04双极式H型PWM变换器驱动电压、输出电压和电流波形
它们之间关系是:Ug1Ug2Ug3Ug4。在一个开关周期内,当初0tt0n,
UabUs,电枢电流 id沿回路1流通;当初 tntT,驱动电压反相,id
沿回路2经二极管续流,UabUs。所以,Uab在一个周期内含有正负相间脉冲波形,
这是双极式名称由来。
图4.04也绘出了双极式控制时输出电压和电流波形。Id1相当于通常负载情况,
脉动电流方向一直为正;Id2相当于轻载情况,电流可在正负方向之间脉动,
但平均值仍为正,等于负载电流。电动机正反转则表现在驱动电压正、
负脉冲宽度上。当正脉冲较宽时,tnT
2, 则Uab平均值为正,电动机正转,反之,
则反转;假如正、负脉冲相等,tT
2, 平均输出电压为零,则电动机停止。
图4.04所表示波形是电动机正转时情况。
双极式控制可逆PWM变换器输出平均电压为:
U | d | | t | 0 | n | U |
| | T | | t | 0 | n | U | | | | 2 0 | n | | | | (4.03) | |||||||||||||
| T | s | | T | | | | s | | | T | | | | s | |||||||||||||||||||||
若占空比 | 和电压系数 | 定义和不可逆变换器相同, 则在双极式是可逆变换器中: | ||||||||||||||||||||||||||||||||||
| | 2 | 1 | 就和不可逆变换器中关系不一样了。调速时, | 可调范围为0~1, 对应, | |||||||||||||||||||||||||||||||
| | | 1 | ~ | | 1 | 。当初 | | 1 | 2 | , | 为正, 电动机正转; 当初 | | 1 | 2 | , | 为负, 电动机反转; | |||||||||||||||||||
当初 | | 1 | 2 | , | =0, 电动机停止。但电动机停止时电枢电压并不等于零, |
而是正负脉宽相等交变脉冲电压,所以,电流也是交变。这个交变电流平均值为零,不产生平均转矩,徒然增大电动机损耗,这是双极式控制缺点。但它也有好处,在电动机停止时仍有高频微振电流,从而消除了正、反向时静摩擦死区,起着所谓“动力润滑”作用。
双极式控制桥式可逆PWM变换器有下列优点:
①电流一定连续;
②可使电动机在四象限运行;
③电动机停止时有微振电流,能消除静摩擦死区;
④低速平稳性好,系统调速范围可达1:0左右;
⑤低速时,每个开关器件驱动脉冲仍较宽,有利于确保器件可靠导通。
双极式控制方法不足之处是:在工作过程中,4个开关器件可能全部处于开关状态,开关损耗大,而且在切换时可能发生上、下桥臂直通事故,为了预防直通,在上、下桥臂驱动脉冲之间,应设置逻辑延时。为了克服上述缺点,可采取单极式控制,使部分器件处于常通或常断状态,以降低开关次数和开关损耗,提升可靠性,但系统静、动态性能会略有降低。
第五章 PWM双闭环可逆直流调速系统调试和仿真第一节建立数学模型
某PWM装置双闭环调速系统,整流装置采取三相桥式全控整流电路,
基础数据以下:
直流电动机:额定电压为400V,负载电流为168A,额定转速为570rmin,
电动势系数Ce0. 570 V
rmin,许可过载倍数为1. 5 ;PWM装置放大系数Ks27
;电枢回路总电阻R0. 5;电磁和机电时间常数T10. 02 s,Tm0. 18 s;
电流反馈系数0. 04 VA;转速反馈系数0. 017 Vmin
r
。静态指标:无静差;
动态指标:电流超调量i%5% ,空载开启到额定转速超调量n%10%。
为建立仿真模型,首先应进行动态参数和稳态参数计算,
从而确定电流和转速调整器百分比积分参数及对应限幅值。
第二节稳态参数计算
因为PI作用便使得输入偏差电压 | U | 在稳态时总为零, | ; | | 150 | | 9 V | ; | ||||||||||||||||||||||||||||||
所以额定转速下给定电压值: | U | * | | U | n | | n | | 0 . 017 | | 570 | | 9 . 69 V | |||||||||||||||||||||||||
n | ||||||||||||||||||||||||||||||||||||||
转速调整器输出限幅值即电流调整器输入 | U | * | | U | i | | | d | 1 | | 0 . 004 | | 1 . 5 | |||||||||||||||||||||||||
i | ||||||||||||||||||||||||||||||||||||||
电流调整器限幅值 | U | c | | C | e | n | | I | d 1 | R | K | s | | 16 . 2 V | 。 |
第三节动态参数计算
一、电流环计算
(一)确定时间常数
①PWM装置延迟时间:PWM变换器输出平均电压按线性规律改变,
但其响应会有延迟,最大延迟是一个开关周期。
本设计中电力电子器件开关频率取10kHz,则可取Ts0. 1 ms;
②电流滤波时间常数T0i,三相桥式电路每个波头时间是3.33ms,为了基础滤平波头,
应有(1~2)Ti 03. 33 ms,所以取Ti2ms0. 002 s;
③电流环小时间常数Ti,按小时间常数近似处理,取TiTsT00. 0021 s。
(二)确定将电流环设计成经典I型系统
依 | 据 | 设 | 计 | 要 | 求 | : | | % | 5 % | , | 而 | 且 | T 1 | | 0 . 02 | | 9 . 52 | | 10 | , |
| | | | | | | i | | | | | | Ti | | 0 . 0021 | | | | | |
电流环根据经典I型系统设计。
(三)PI型电流调整器
电流调整器选择PI型, 其传输函数为: | W | | | | K |
| i | s | | 1 | 。 |
| | ACR | | | | i | i | s | | |
(四)选择电流调整器参数
ACR超前时间常数: i | | T 1 | 0 . 02 | s | ; | K | ITi | | 0 . 5 | , 所以 | ||||||||||||||||||||||||
电流环开环增益: 因要求 | i | % | 5 % | , 故应取 | ||||||||||||||||||||||||||||||
K | | | 0 . 5 | | 0 . 5 | | 238 . 1s | 1 | | , 于是, ACR百分比系数为 | ||||||||||||||||||||||||
I | | T | i | | 0 . 0021 | | | | | | ||||||||||||||||||||||||
K | | K |
| i | R | | 238 . 1 | | 0 . 02 | | 0 . 5 | | 2 . 205 | |||||||||||||||||||||
i | | I | K | s | 0 . 04 | | 27 | | | | | | |
(五)计算电流调整器电路参数
电流调整器原理图图2.14所表示, 按所用运算放大器, 取 | R 0 | | 40 | k | , |
各电阻和电容值计算以下:
C | i | R i | | K i | R | 0 | | 2 . 205 | | 40 | k | | 88 . 2 | k | 取 | 88 k | ; | 。 | ||||||||||||||
| i | R i | | 0 . 0288 | | 10 | 3 | 0 . 23F | , 取 | 0 . 23F | ; | |||||||||||||||||||||
C | 0 i | R 0 | | 4 | | 0 . 0240 | | 10 | 3 | | 0 . 2F | , 取 | 0 . 2F | |||||||||||||||||||
| 4 T 0 | i |
(六)校验近似条件
| 电流环截止频率 | ci | | K I | | 238 . 1s | 1 | | | | 1 | 。因为 | ||||||||||
①校验晶闸管装置传输函数近似条件满足 | ||||||||||||||||||||||
1 | ci | 3 T s | ||||||||||||||||||||
| | | 1 | | 3333 . 3 s | 1 | | ci | , 所以满足近似条件。 | |||||||||||||
3 T s | 3 | | 0 . 0001 | | | ci | 3 | 1 | 。现在 | |||||||||||||
②校验忽略反电动势对电流影响近似条件是否满足 | ||||||||||||||||||||||
Tm | T 1 |
3 | 1 | | 3 | 0 . 18 | 1 | 0 . 02 | | 50 | s | 1 | | ci | , 满足近似条件。 | ci | | 1 | 1 | i | 。现在 | ||
T m | T 1 | | |||||||||||||||||||
③校验小时间常数近似处理是否满足条件 | |||||||||||||||||||||
3 | T s | T 0 |
1
1 | 1 | i | | 0 . 0001 | | 0 . 002 | 3 | | 745 . 4 | s | 1 | | ci | , 满足条件。 | |
3 | T s | T 0 |
二、转速环计算
(一)确定时间常数
①电流环等效时间常数为 | 2 T | i | 2 | | 0 . 0021 s | | 0 . 0042 | s | ; | 0 . 0142 | s | 。 | |||||||||||
②转速滤波时间常数 | T0 | n | , 依据所用测速发电机纹波情况, 取 | T n 0 | 0 . 01 s | ; | |||||||||||||||||
③转速环小时间常数 | Tn | , 按小时间常数近似处理, 取 | T | n | | 2 T | i | | T 0 |
(二)确定将转速环设计成经典II型系统
因为设计要求转速环无静差,转速调整器必需含有积分步骤;
又依据动态设计要求,应按经典II型系统设计转速环。
(三)PI型电流调整器
转速调整器选择PI型, 其传输函数为: | W | | | | K | | n | s | | 1 | 。 |
| | ASR | | | | n | n | s | | |
(四)选择转速调整器参数
按跟随和抗扰性能全部很好标准取 | h | | 5 | , 则ASR超前时间常数: | |||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||
n | | hT | n | | 5 | | 0 . 0142 | s | | 0 . 071 s | 。 | ||||||||||||||||||||||||||||||||||||||
转速环开环增益: | K | N | | 2 | h | | 1 | n | | 2 | | 25 | 6 | 2 | | 595 . 1 s | | 2 | , 于是, | ||||||||||||||||||||||||||||||
h | 2 | T | 2 | | | 0 . 0142 | |
| | ||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||
ASR百分比系数为 | K | | | h | | 1C | e | T m | | 2 | 6 | | 0 . 04 | | 0 . 570 | | 0 . 18 | | 20 . 4 | 。 | |||||||||||||||||||||||||||||
| n | 2 | hR | | n | | 5 | | 0 . 017 | | 0 . 5 | | 0 . 0142 |
(五)计算转速调整器电路参数
转速调整器原理图图2.18所表示, 按所用运算放大器, 取 | R 0 | | 40 | k | , |
各电阻和电容值计算以下:
R | n | | K | n | R | 0 | | 20 . 4 | | 40 | k | | 816 | k | 取 | 820 | k | ; | ; | ||||||||||||||||
0 . 071820 | | 10 | 3 | 0 . 087F | , 取 | 0 . 1F | |||||||||||||||||||||||||||||
| n | R | n | | |||||||||||||||||||||||||||||||
C | n | ||||||||||||||||||||||||||||||||||
C | 0 | n | | 4 | | 0 . 0140 | | 10 | 3 | | 1F | , 取 | 1F | 。 | |||||||||||||||||||||
| 4 T 0 | n | R | 0 |
(六)校验近似条件
转速环截止频率 | cn | | K | N | | K | Nn | | 595 . 1 | | 0 . 071 | | 42 . 3s | 1 | | | | 1 |
| | |||||||||||||||||||||||||||
1 | | | | | | |
| 。因为 | |||||||||||||||||||||||||||||||||||||||
①校验电流环传输函数简化条件是否满足 | |||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||
cn | | 5 Ti |
| | |||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||
1 | | | | | 1 | | 95 . 2 | s | 1 | | cn | , 满足简化条件。 | |||||||||||||||||||||||||||||||||||
5 T | i | 5 | 0 . 0021 | | 1 | 1 | i | 。现在 | |||||||||||||||||||||||||||||||||||||||
②校验小时间常数近似处理是否满足 | cn | | |||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||
3 | 2 T0 | n | T | ||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||
1 | 2 T 0 | 1 | i | | 1 | 2 | | 1 | 0 . 0021 | | 51 . 43 s | 1 | | cn | , 满足近似条件。 | ||||||||||||||||||||||||||||||||
3 | n | T | 3 | 0 . 01 | |
第四节双闭环可逆直流调速系统在MATLAB/Simulink仿真
一、MATLAB介绍
MATLAB(MatrixLaboratory)是MathWorks企业开发,现在国际上最流行、应用最广泛科学和工程计算软件。MATLAB即Matrix+Laboratory, 又称为“矩阵试验室”,其强项就是强大矩阵计算。
MATLAB是MATLAB产品家族基础,它提供了基础数学算法,比如矩阵运算、数学分析算法。MATLAB集成了2D和3D图形功效,以完成对应数值可视化工作,
而 | 且 | 提 | 供 | 了 | 一 | 个 | 交 | 互 | 式 | 高 | 级 | 编 | 程 | 语 | 言 | ——M语 | 言 | , |
利用M语言能够经过编写脚本或函数文件实现用户自己算法。MATLABCompiler是一个编译工具,它能够将那些利用MATLAB提供编程语言——M语言编写函数文件编译生成为函数库、可实施文件COM组件等,从而能够扩展MATLAB功效,使MATLAB能够同其它高级编程语言,
比如C/C++语言进行混合应用,取长补短,以提升程序运行效率,丰富程序开发手段。
利用M语言还开发了对应MATLAB专业工具箱函数供用户直接使用。这些工具箱应用算法是开放、可扩展,用户不仅能够查看其中算法,还能够针对部分算法进行修改,甚至许可开发自己算法扩充工具箱功效。现在MATLAB产品工具箱有40多个,分别涵盖了数据获取、科学计算、控制系统设计和分析、数学图像处理、金融财务分析和生物遗传工程等专业领域。
Simulink是基于MATLAB框图设计环境,能够用来对多种动态系统进行建模、分析和仿真,比如航空航天动力学系统、卫星控制制导系统、通信系统、船舶及汽车等,其中包含连续、离散,条件实施,事件驱动,单速度、多速度和混杂系统等。Simulink提供了利用鼠标拖曳方法建立系统框图模型图形界面,而且Simulink还提供了丰富功效块和不一样专业模块集合,利用Simulink几乎能够做到不书写一行代码完成整个动态系统建模工作。
二、电流环仿真
经化简和相关计算校正成典I型系统电流环动态结构框图,在Simulink中搭建好仿真模型图5.01所表示。产生仿真波形图5.02所表示。
经计算电流超调量i | % | 4 . 3 % | , 满足动态指标, 电流环设计成功。 |
图5.01电流环数学仿真模型图
图5.02电流环仿真波形
三、转速环仿真
经化简和相关计算校正成典II型系统转速换动态结构框图,
在Simulink中搭建好仿真模型图5.03所表示。产生仿真波形图5.04所表示。
图5.03转速环数学仿真模型图
图5.04转速环仿真波形
经计算转速超调量 | n | % | 35 % | , 系统超调量过大, 相对稳定性较弱, |
和设计指标有一定差距。出现以上现象原因是在经典系统校正设计方法中,
非 | 线 | 性 | 步 | 骤 | 化 | 处 | 理 | 、 | 近 | 似 | 处 | 理 | 、 | 降 | 价 | 处 | 理 | 、 |
转速调整器饱和和非线性等因数造成了工程设计和指标要求产生差距。
四、双闭环可逆直流调速系统仿真
依据双闭环可逆直流调速系统动态结构图,和调整器模型结构图,借助Simulink软件可得双闭环可逆直流调速系统数学模型结构图,见附录图一所表示。产生仿真波形见附录图二所表示。
结束 语
由附录图二所表示双闭环可逆直流调速系统仿真波形来看,系统起动过程大致分为三个阶段:第一阶段,突加给定电压后,电源快速上升,不过未达成负载电流以前电动机不能转动,当大于负载电流以后电机开始转动,直抵达成最大电流时ACR起作用抑制了电流增加,ASR很快进入饱和状态。第二阶段,
因为ASR饱和,转速环相当于开环,系统成为了在恒值电流给定下电流调整系统,基础保持了电流恒定,此时电机转速呈线性增加。第三阶段,当转速上升至给定值时,ASR输入偏差减小到0,但其输出却因为积分作用,使转速超调,其后ASR退饱和,电流很快下降,当下降到负载电流时,转速达成峰值,此时加入额定负载,电动机在负载阻力下减速,直至稳定。
仿真结果和理论设计值存在一定差距,表现在转速调整器超调量过大,另外ASR和ACR参数和理论值也有差距。所以针对实际系统,在仿真过程中还需要经过过大调试,选择最优调整参数,才能得到超调量较低,抗扰性能很好双闭环可逆直流调速系统。
经过此次设计,使我能够充足把理论知识和实践相结合,用我在大学四年里所学到理论知识联络在一起完成本设计。
在本设计中我所用到有电机控制技术、自动控制原理、电力电子技术、MATLAB实用教程等。使我所学过知识进行综合应用,增强我对所学知识综合应用能力,从而达成学至所用目标,使我明白把所学知识能充足应用,那才是真正学会了。不管是现在还是未来走上社会,全部将是很关键。我们在学校所学理论知识全部将为我们以后走向社会做准备,
只 | 有 | 我 | 们 | 能 | 够 | 充 | 足 | 实 | 现 | 学 | 至 | 所 | 用 | 目 | 标 | , |
我想不管是我们亲人还是教会我们知识老师全部将是很欣慰。
致谢
在整个毕业设计中首先要感谢我指导老师——….。我能顺利完成此次毕业设计,是离不开…细心指导和支持。设计一开始就为我们指出了设计方向而且安排工作任务,在设计过程中她更是认真解答我们在设计中所运到疑难问题,指出我论文中疏漏,让我能深入改善它,而且定时检验我们设计结果,使我们能顺利完成设计。
当然此次设计能够顺利完成和同组同学帮助是密不可分,我们一起讨论相关课题,使我思绪得以极大开阔,并能发觉自己在一些内容上欠缺,这也是我顺利完成毕业设计一大动力。所以,我要感谢我同学。
在完成此次毕业设计论文过程中给我帮助大家,在此没有一一列出,很感谢她们。我还要感谢毕业设计答辩组老师,感谢电子信息和控制工程系全部老师,感谢她们各自不一样人格魅力,让我了解到自己无知和浅薄,让我看到做学问永远没有终点。
参考文件
[1]王兆安,刘进军.电力电子技术.第五版.北京:机械工业出版社,
[2]王志新,罗文广.电机控制技术.北京:机械工业出版社,
[3]郑阿奇,曹弋.MATLAB实用教程.第二版.北京:电子工业出版社,
[4]周渊深,宋永英.交直流调速系统和MATLAB仿真.北京:中国电力出版社, [5]陈相志,郭艳萍.交直流调速系统.北京:人民邮电出版社,
[6]谢克明,刘文定.自动控制原理.第二版.北京:电子工业出版社,
[7]陈伯时.电力拖动自动控制系统.北京:机械工业出版社,
[8]张晓华.系统建模和仿真.北京:清华大学出版社,
[9]范正翘.电力传动和自动控制系统.北京:北京航空航天大学出版社,
[10]韦建德.基于PWM转速电流双闭环直流调速系统仿真.海南师范大学学报,,31(2):30—32
[11]刘德志.直流电机双闭环调速系统仿真.广东工业大学,
附 录 | Scope |
图一:双闭环可逆直流调速系统数学仿真模型图
-K- | Gain2 | 0.04 | 0.002s+1 | Transfer Fcn4 | Step1 | 0.017 | 0.01s+1 | Transfer Fcn8 | ||
0.5 | 0.18s | Transfer Fcn5 | ||||||||
2 | 0.02s+1 | Transfer Fcn3 | ||||||||
Subtract | ||||||||||
27 | 0.0001s+1 | Transfer Fcn2 | ||||||||
0.0441s+2.205 | 0.02s | Transfer Fcn1 | ||||||||
1 | 0.002s+1 | Transfer Fcn | ||||||||
Saturation | ||||||||||
7 |
图二:双闭环可逆直流调速系统仿真波形
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